mosfet与igbt操纵辨别阐发对照 KIA-电子元器件

信息来历：本站　日期：2017-12-17　

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MOSFET和IGBT外部布局差别，决议了其操纵范畴的差别。

1、因为MOSFET的布局，凡是它可以或许也许做到电流很大，可以或许也许到上KA，可是前提耐压才能不IGBT强。

2、IGBT可以或许也许做很大功率，电流和电压都可以或许也许，便是一点频次不是太高，今朝IGBT硬开关速率可以或许也许到100KHZ，那已是不错了。不过绝对MOSFET的任务频次仍是沧海一粟，MOSFET可以或许也许任务到几百KHZ，上MHZ，以致几十MHZ，射频范畴的产物。

3、就其操纵，按照其特色:MOSFET操纵于开关电源，镇流器，高频感到加热，高频逆变焊机，通讯电源等等高频电源范畴;IGBT集合操纵于焊机，逆变器，变频器，电镀电解电源，超音频感到加热等范畴

开关电源 (Switch Mode Power Supply；SMPS) 的机能在很大水平上依靠于功率半导体器件的挑选，即开关管和整流器。

固然不万全的计划来处理挑选IGBT仍是MOSFET的题目，但针对特定SMPS操纵中的IGBT 和 MOSFET停止机能比拟，肯定关头参数的规模仍是能起到必然的参考感化。

本文将对一些参数停止切磋，如硬开关和软开关ZVS (零电压转换) 拓扑中的开关消耗，并对电路和器件特征相干的三个首要功率开关消耗—导通消耗、传导消耗和关断消耗停止描写。另外，还经由过程举例申明二极管的规复特征是决议MOSFET 或 IGBT导通开关消耗的首要身分，会商二极管规复机能对硬开关拓扑的影响。

导通消耗

除IGBT的电压降落时候较长外，IGBT和功率MOSFET的导通特征很是近似。由根基的IGBT等效电路（见图1）可看出，完整调理PNP BJT集电极基极区的大都载流子所需的时候致使了导通电压拖尾（voltage tail）呈现。

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这类提早激发了类饱和 (Quasi-saturation) 效应，使集电极/发射极电压不能当即降落到其VCE(sat)值。这类效应也致使了在ZVS情况下，在负载电流从组合封装的反向并联二极管转换到 IGBT的集电极的刹时，VCE电压会回升。IGBT产物规格书中列出的Eon能耗是每转换周期Icollector与VCE乘积的时候积分，单元为焦耳，包罗了与类饱和相干的其余消耗。其又分为两个Eon能量参数，Eon1和Eon2。Eon1是不包罗与硬开关二极管规复消耗相干能耗的功率消耗；Eon2则包罗了与二极管规复相干的硬开关导通能耗，可经由过程规复与IGBT组合封装的二极管不异的二极管来丈量，典范的Eon2测试电路如图2所示。IGBT经由过程两个脉冲停止开关转换来丈量Eon。第一个脉冲将增大电感电流以达致所需的测试电流，而后第二个脉冲会丈量测试电流在二极管上规复的Eon消耗。

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在硬开关导通的情况下，栅极驱动电压和阻抗和整流二极管的规复特征决议了Eon开关消耗。对像传统CCM升压PFC电路来讲，升压二极管规复特征在Eon (导通) 能耗的节制中极其主要。除挑选具备最小Trr和QRR的升压二极管以外，确保该二极管具备软规复特征也很是主要。硬化度 (Softness)，即tb/ta比率，对开关器件发生的电气噪声和电压尖脉冲 (voltage spike) 有相称的影响。某些高速二极管在时候tb内，从IRM(REC)起头的电流降落速率(di/dt)很高，故会在电路寄生电感中发生高电压尖脉冲。这些电压尖脉冲会激发电磁搅扰(EMI)，并可以或许也许在二极管上致使太高的反向电压。

在硬开关电路中，如全桥和半桥拓扑中，与IGBT组合封装的是快规复管或MOSFET体二极管，当对应的开关管导通时二极管有电流颠末，是以二极管的规复特征决议了Eon消耗。以是，挑选具备疾速体二极管规复特征的MOSFET很是主要。可怜的是，MOSFET的寄生二极管或体二极管的规复特征比业界今朝操纵的分立二极管要迟缓。是以，对硬开关MOSFET操纵而言，体二极管经常是决议SMPS任务频次的限定身分。

普通来讲，IGBT组合封装二极管的挑选要与其操纵婚配，具备较低正向传导消耗的较慢型超快二极管与较慢的低VCE(sat)机电驱动IGBT组合封装在一路。相反地，软规复超快二极管，可与高频SMPS2开关形式IGBT组合封装在一路。

除挑选准确的二极管外，设想职员还可以或许也许经由过程调理栅极驱动导通源阻抗来节制Eon消耗。降落驱动源阻抗将进步IGBT或MOSFET的导通di/dt及减小Eon消耗。Eon消耗和EMI须要折衷，因为较高的di/dt 会致使电压尖脉冲、辐射和传导EMI增添。为挑选准确的栅极驱动阻抗以知足导通di/dt 的须要，可以或许也许须要停止电路外部测试与考证，而后按照MOSFET转换曲线可以或许也许肯定大要的值 (见图3)。

假设在导通时，FET电流回升到10A，按照图3中25℃的那条曲线，为了到达10A的值，栅极电压必须从5。2V转换到6。7V，均匀GFS为10A/(6。7V-5。2V)=6。7mΩ。

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公式1 取得所需导通di/dt的栅极驱动阻抗

把均匀GFS值操纵到公式1中，获得栅极驱动电压Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，FCP11N60典范值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；因而可以或许也许计较出导通栅极驱动阻抗为37Ω。因为在图3的曲线中瞬态GFS值是一条斜线，会在Eon时代呈现变更，象征着di/dt也会变更。呈指数衰减的栅极驱动电流Vdrive和降落的Ciss作为VGS的函数也进入了该公式，表现具备使人惊奇的线性电流回升的整体效应。

一样的，IGBT也可以或许也许停止近似的栅极驱动导通阻抗计较，VGE(avg) 和 GFS可以或许也许经由过程IGBT的转换特征曲线来肯定，并操纵VGE(avg)下的CIES值取代Ciss。计较所得的IGBT导通栅极驱动阻抗为100Ω，该值比后面的37Ω高，标明IGBT GFS较高，而CIES较低。这里的关头的地方在于，为了从MOSFET转换到IGBT，必须对栅极驱动电路停止调理。

传导消耗需谨严

在比拟额外值为600V的器件时，IGBT的传导消耗普通比不异芯片巨细的600 V MOSFET少。这类比拟应当是在集电极和漏极电流密度可较着感测，并在指明最差情况下的任务结温下停止的。比方，FGP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具备1℃/W的RθJC值。图4显现了在125℃的结温下传导消耗与直流电流的干系，图中曲线标明在直流电流大于2。92A后，MOSFET的传导消耗更大。

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不过，图4中的直流传导消耗比拟不合用于大局部操纵。同时，图5中显现了传导消耗在CCM (持续电流形式)、升压PFC电路，125℃的结温和85V的交换输出电压Vac和400 Vdc直流输出电压的任务形式下的比拟曲线。图中，MOSFET-IGBT的曲线订交点为2。65A RMS。对PFC电路而言，当交换输出电流大于2。65A RMS时，MOSFET具备较大的传导消耗。2。65A PFC交换输出电流即是MOSFET中由公式2计较所得的2。29A RMS。MOSFET传导消耗、I2R，操纵公式2界说的电流和MOSFET 125℃的RDS(on)可以或许也许计较得出。把RDS(on)随漏极电流变更的身分斟酌在内，该传导消耗还可以或许也许进一步切确化，这类干系如图6所示。

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一篇名为“若何将功率MOSFET的RDS(on)对漏极电流瞬态值的依靠性包罗到高频三相PWM逆变器的传导消耗计较中”的IEEE文章描写了若何肯定漏极电流对传导消耗的影响。作为ID之函数，RDS(on)变更对大大都SMPS拓扑的影响很小。比方，在PFC电路中，当FCP11N60 MOSFET的峰值电流ID为11A——两倍于5。5A (规格书中RDS(on) 的测试前提) 时，RDS(on)的有用值和传导消耗会增添5％。

在MOSFET传导极小占空比的高脉冲电流拓扑布局中，应当斟酌图6所示的特征。若是FCP11N60 MOSFET任务在一个电路中，其漏极电流为占空比7。5%的20A脉冲 (即5。5A RMS)，则有用的RDS(on)将比5。5A（规格书中的测试电流）时的0。32欧姆大25%。

式2中，Iacrms是PFC电路RMS输出电流；Vac是 PFC 电路RMS输出电压；Vout是直流输出电压。

在现实操纵中，计较IGBT在近似PFC电路中的传导消耗将加倍庞杂，因为每一个开关周期都在差别的IC上停止。IGBT的VCE(sat)不能由一个阻抗表现，比拟简略间接的体例是将其表现为阻抗RFCE串连一个牢固VFCE电压，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。因而，传导消耗便可以或许也许计较为均匀集电极电流与VFCE的乘积，加上RMS集电极电流的平方，再乘以阻抗RFCE。

图5中的示例仅斟酌了CCM PFC电路的传导消耗，即假设设想方针在坚持最差情况下的传导消耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET为例，该电路被限定在5。8A，而FGP20N6S2 IGBT可以或许也许在9。8A的交换输出电流下任务。它可以或许也许传导跨越MOSFET 70% 的功率。

固然IGBT的传导消耗较小，但大大都600V IGBT都是PT (Punch Through，穿透) 型器件。PT器件具备NTC (负温度系数)特征，不能并联分流。也许，这些器件可以或许也许经由过程婚配器件VCE(sat)、VGE(TH) (栅射阈值电压) 及机器封装以无限的效果停止并联，以使得IGBT芯片们的温度可以或许也许坚持分歧的变更。相反地，MOSFET具备PTC (正温度系数)，可以或许也许供给杰出的电流分流。

关断消耗——题目还不竣事

在硬开关、钳位理性电路中，MOSFET的关断消耗比IGBT低很多，缘由在于IGBT 的拖尾电流，这与断根图1中PNP BJT的大都载流子有关。图7显现了集电极电流ICE和结温Tj的函数Eoff，其曲线在大大都IGBT数据表中都有供给。这些曲线基于钳位理性电路且测试电压不异，并包罗拖尾电流能量消耗。

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图2显现了用于丈量IGBT Eoff的典范测试电路，它的测试电压，即图2中的VDD，因差别制作商及个体器件的BVCES而异。在比拟器件时应斟酌这测试前提中的VDD，因为在较低的VDD钳位电压下停止测试和任务将致使Eoff能耗降落。

降落栅极驱动关断阻抗对减小IGBT Eoff消耗影响极微。如图1所示，当等效的大都载流子MOSFET关断时，在IGBT大都载流子BJT中仍存在存储时候提早td(off)I。不过，降落Eoff驱动阻抗将会削减米勒电容 (Miller capacitance) CRES和关断VCE的 dv/dt形成的电流注到栅极驱动回路中的危险，防止使器件从头偏置为传导状况，从而致使多个发生Eoff的开关举措。

ZVS和ZCS拓扑在降落MOSFET 和 IGBT的关断消耗方面很有上风。不过ZVS的任务长处在IGBT中不那末大，因为当集电极电压回升到许可过剩存储电荷停止耗散的电势值时，会激发拖尾打击电流Eoff。ZCS拓扑可以或许也许晋升最大的IGBT Eoff机能。准确的栅极驱动挨次可以使IGBT栅极旌旗灯号在第二个集电极电流过零点之前不被断根，从而明显降落IGBT ZCS Eoff 。

MOSFET的 Eoff能耗是其米勒电容Crss、栅极驱动速率、栅极驱动关断源阻抗及源极功率电路途径中寄生电感的函数。该电路寄生电感Lx (如图8所示) 发生一个电势，经由过程限定电流速率降落而增添关断消耗。在关断时，电流降落速率di/dt由Lx和VGS(th)决议。若是Lx=5nH，VGS(th)=4V，则最大电流降落速率为VGS（th）/Lx=800A/μs。

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