MOS变容管剖析及在射频电路中的利用-KIA MOS管
信息来历：本站 日期：2021-01-21
跟着挪动通讯手艺的成长，射频(RF)电路的研讨引发了普遍的正视。接纳规范CMOS工艺实现压控振荡器(VCO)，是实现RF CMOS集成收发机的关头。
曩昔的VCO电路大多接纳反向偏压的变容二极管作为压控器件，但是在用现实工艺实现电路时，会发明变容二极管的品德因数凡是都很小，这将影响到电路的机能。因而，人们便测验考试接纳别的能够用CMOS工艺实现的器件来取代通俗的变容二极管，MOS变容管便应运而生了。
将MOS晶体管的漏，源和衬底短接便可成为一个简略的MOS电容，其电容值随栅极与衬底之间的电压VBG变更而变更。
在PMOS电容中，反型载流子沟道在VBG大于阈值电压时成立，当VBG远弘远于阈值电压时，PMOS电容任务在强反型地区。
别的一方面，在栅电压VG大于衬底电压VB时，PMOS电容任务在堆集区，此时栅氧化层与半导体之间的界面电压为正且能使电子能够自在挪动。如许，在反型区和堆集区的PMOS电容值Cmos即是Cox（氧化层电容）。
在强反型区和堆集区之间另有三个任务地区：中反型区，弱反型区和耗尽区。这些任务地区中只要很少的挪动载流子，使得Cmos电容值减小（比Cox小），此时的Cmos能够当作Cox和Cb与Ci的并联电容串连组成。
Cb表现耗尽地区电容的闭环，而Ci与栅氧化层界面的空穴数目变更量相干。若是Cb（Ci）占主导地位，PMOS器件任务在耗尽（中反型）区；若是两个电容都不占主导地位，PMOS器件任务在弱反型区。
Cmos电容值随VBG变更的曲线如图1所示。
任务在强反型区的PMOS的沟道寄生电阻值能够由下式得出：
式中，W，L和kp别离是PMOS晶体管的宽度，长度和增益因子。值得注重的是，跟着VBG靠近阈值电压的，Rmos慢慢增添，在VBG即是阈值电压时Rmos为无穷大。
这个公式基于了简略的PMOS模子，现实上，跟着空穴浓度的稳步削减，Rmos在全部中反型区会坚持无穷值。
反型与堆集型MOS变容管
经由进程下面的阐发，咱们晓得通俗MOS变容管调谐特征长短枯燥的，今朝有两种体例能够取得枯燥的调谐特征。
一种体例是确保晶体管在VG变更规模大的环境下不进入堆集区，这可经由进程将衬底与栅源结断开而与电路中的直流电压短接来实现（比方，电源电压Vdd）。
图2是两个不异尺寸MOS电容的Cmos－VSG特征曲线的彼此对照。
很较着反型MOS电容的调谐规模要比通俗MOS电容宽，前者只任务在强，中和弱反型区，而从不进入堆集区。
更好的体例是利用只任务在耗尽区和堆集区的MOS器件，如许会带来更大的调谐规模并且有更低的寄生电阻，即象征着更高的品德因数，缘由是其耗尽区和堆集区的电子是多子载流子，比空穴的迁徙率高约三倍多。
要取得一个堆集型MOS电容，必须确保强反型区，中反型区和弱反型区被禁止，这就须要按捺任何空穴注入MOS的沟道。
体例是将MOS器件中的漏源结的p+搀杂去掉，同时在本来漏源结的地位做n+搀杂的衬底打仗，如图3所示。
接纳的VCO电路布局如图5所示。这是规范的对称CMOS布局，两个变容管对称毗连，减小了两头振荡时电位变更对变容管电容值的影响，进步了频谱纯度。为了保障婚配杰出，电感要接纳不异的双电感对称毗连。
别的，因为LC振荡回路由两个尺寸很是大的片内集成电感和两个一样有较大尺寸的堆集型MOS变容管组成，较高的消耗使得品德因数不高，这就须要较大的负跨导来保持振荡延续停止；
并且等效负跨导的必须比保持等幅振荡时所须要的跨导值大能力保障起振，以是两对耦合晶体管须要设置较大的宽长比，但大的宽长比同时带来较大的寄生效应，组成相位噪声和调谐规模遭到影响，终在底端用两个NMOS晶体管组成负电阻以弥补VCO的消耗。
按照小旌旗灯号模子阐发，疏忽各类寄生及高阶效应，能够预算取得等效负电阻RG的巨细为（设两个有源器件跨导别离为gM1，gM2）：
顶端的PMOS晶体管供给偏置电流，这类布局所需的电源电压很低。
全部设想基于TSMC的0.35μm锗硅射频工艺模子PDK，共有三层金属。
此中，电感为立体螺旋八边形，由顶层金属绕制而成。拔取电感值为0.6nH，那末在振荡频次选定的环境下能够肯定总的电容巨细。
组成LC振荡回路里的电容成分有电感的寄生电容（很小），NMOS晶体管的漏－衬底电容，栅－泄电容，栅－源电容和主要的堆集型MOS电容。在保障起振的环境下，为了取得更大的调谐规模，一项所占比例必须尽能够大。
接纳的电源电压为1.5V，功耗约为10mW。用Cadence平台下的SpectreRF停止仿真，取得的调谐曲线如图6所示。
节制电压在0～2V变更时，振荡频次在3.59～4.77GHz间变更，中间频次为4.18GHz，调谐规模约为28％。中间频次处的相位噪声曲线如图7所示，此时的节制电压为0.75V，对应偏移量600kHz的相位噪声为-128dB/Hz。
当节制电压由0.75V变到2V时，振荡频次变为4.77GHz，相位噪声变为 -135dB/Hz，下降了7dB。
这是由两个方面的缘由引发的，起首是因为LC振荡回路总的电容减小，振荡频次增添，这就减小了要保持振荡所需的负跨导，但因为两个NMOS晶体管供给的负跨导几近不变，以是就使得不变振荡幅度增添，相位噪声减小。
别的一方面是源于此进程中堆集型MOS电容的沟道寄生电阻会跟着电压下降而变小，从而下降了消耗，下降了相位噪声。
与接纳反型MOS变容管设想的VCO比拟，因为电子具备较高的迁徙率，使得堆集型MOS电容的沟道寄生电阻比反型MOS电容要低，即象征着堆集型MOS电容具备较高的品德因数，致使了VCO全体机能有所进步，出格是相位噪声有所削减。
比拟成果如表1所示。斟酌到工艺和功耗等身分，接纳堆集型MOS电容有更大的上风。
论断
基于0.35μm工艺，斟酌高压和低功耗，设想了一个任务频次为4.2GHz的VCO，并在该电路中别离接纳堆集型MOS电容和反型MOS电容停止调谐。仿真成果标明，两种VCO调谐规模与中间频次几近不异，在功耗约为10mW的环境下，堆集型MOS调谐的VCO表现出更好的相位噪声机能。
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